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新型功率變換器的設計
摘要：本文分析了常用的開(kāi)關(guān)磁阻電機公共開(kāi)關(guān)型功率變換器主電路。對續流階段相電流的影響因素進(jìn)行了理論分析，并說(shuō)明了續流時(shí)間的長(cháng)短直接影響到系統輸出轉矩和轉矩脈動(dòng)。
為了提高系統重載和高速時(shí)的調速性能，本文給出了幾種新型的功率變換器主電路。通過(guò)仿真結果有效地說(shuō)明了改進(jìn)的新型功率變換器加速了繞組放電，縮短了續流時(shí)間，改善了電流波形，降低了轉矩脈動(dòng)并提高了系統的輸出功率。
關(guān)鍵詞：開(kāi)關(guān)磁阻電機;功率變換器;續流電流;斬控升壓
0、引言
開(kāi)關(guān)磁阻電機驅動(dòng)系統(SRD)是20 世紀80 年代迅猛發(fā)展起來(lái)的一種新型調速電機驅動(dòng)系統，以其結構堅固，調速范圍寬，調速性能優(yōu)異，而且在整個(gè)調速范圍內都具有較高的效率，系統可靠性高，成為各國研究和開(kāi)發(fā)的熱點(diǎn)之一[1] [2]。開(kāi)關(guān)磁阻電機(SRM)是通過(guò)各相繞組依次通電拉動(dòng)轉子旋轉，因此SRM 的轉動(dòng)嚴格依賴(lài)各相繞組的開(kāi)通與關(guān)斷。SRD中為了實(shí)現各相繞組的開(kāi)通與關(guān)斷，離不開(kāi)特定的功率變換器主電路。功率變換器是SRM運行時(shí)所需能量的供給者，是系統的中樞執行機構。在整個(gè)SRD 成本中，功率變換器占有很大的比重，合理選擇和設計功率變換器是提高SRD 性?xún)r(jià)比的關(guān)鍵之一。功率變換器主電路形式的選取直接影響SRM 的調速性能、轉矩脈動(dòng)等。
本文以公共開(kāi)關(guān)型功率變換器為研究對象，分析了公共開(kāi)關(guān)型功率變換器的優(yōu)缺點(diǎn)。為了解決系統重載和高速運轉時(shí)調速性能的下降，本文設計了幾種新型的功率變換器，加快了繞組的放電過(guò)程，提高了系統的調速性能。
1、公共開(kāi)關(guān)型功率變換器主電路分析
1.1 公共開(kāi)關(guān)型功率變換器主電路拓撲結構
主電路設計是SRM 功率變換器設計的關(guān)鍵之一。目前應用最多的功率變換器主要為不對稱(chēng)半橋型和公共開(kāi)關(guān)型。公共開(kāi)關(guān)型功率變換器主電路拓撲結構如圖1 所示。S1、S2、S3 為位置導通管，三相共用一個(gè)公共開(kāi)關(guān)管S，公共開(kāi)關(guān)管對供電相實(shí)施斬波控制。當S 與S1 同時(shí)導通時(shí)，電源向A 相繞組供電;當S1 導通、S 關(guān)斷時(shí)，A 相電流經(jīng)VD 續流;當S 和S1 都關(guān)斷時(shí)，電源通過(guò)VD 和VD1 反加于A(yíng) 相繞組兩端，實(shí)現強迫續流換相;當S 導通，S1 關(guān)斷時(shí)，相電流將經(jīng)VD1 續流，因A 相繞組兩端不存在與電源供電電壓反極性的換相電壓，不利于實(shí)現強迫換相。具有公共開(kāi)關(guān)器件的功率變換器主電路有一只公共開(kāi)關(guān)管在任一相導通時(shí)均開(kāi)通，一只公共續流二極管在任一相續流時(shí)均參與續流。該電路所需的開(kāi)關(guān)器件和二極管數量較傳統的不對稱(chēng)半橋式功率變換器電路大大減少，其造價(jià)明顯降低。
1.2 續流分析
開(kāi)關(guān)磁阻電機續流階段的性能直接影響調速系統的性能。在相繞組關(guān)斷時(shí)刻相電流迅速下降回饋能量可以有效地縮短續流時(shí)間，提高輸出轉矩和系統效率[3]。
對于公共開(kāi)關(guān)型功率變換器，當位置導通管關(guān)斷時(shí)，單相繞組進(jìn)入續流階段，由于各相共用一個(gè)斬波管，其他相繞組仍需斬波信號提供換相轉矩，斬波管無(wú)法關(guān)斷仍然繼續斬波，不利于實(shí)現強迫換相，其續流回路如圖2 所示。圖 3 為公共開(kāi)關(guān)型功率變換器的仿真續流電流和PWM 波形對應關(guān)系圖，其續流電流較陡峭，呈階梯狀。從圖中可以分析， PWM 信號為高電平進(jìn)行零電壓續流，電流波形斜率趨于零，此時(shí)續流較緩慢; PWM 信號為低電平進(jìn)行負電壓續流，電流波形斜率較大，此時(shí)續流較迅速。不對稱(chēng)半橋型功率變換器可以在某相續流時(shí)將該相斬波管與位置管同時(shí)關(guān)斷進(jìn)行負電壓續流，與PWM 信號無(wú)關(guān)。所以公共開(kāi)關(guān)型功率變換器的續流時(shí)間比不對稱(chēng)半橋型功率變換器的續流時(shí)間明顯變長(cháng)，與PWM 占空比有關(guān)。由(5)式，續流總時(shí)間與PWM周期長(cháng)短無(wú)關(guān)，與PWM占空比和續流電流斜率有關(guān)，PWM占空比越大則續流時(shí)間越長(cháng)。若續流時(shí)間過(guò)長(cháng)，續流結束時(shí)刻電流已經(jīng)延伸到對應相電感的下降區，必然會(huì )產(chǎn)生制動(dòng)轉矩[4]。
一般情況下，調速系統中常采用調節開(kāi)通角和關(guān)斷角來(lái)消除轉矩死區，但不可避免地增加了軟件的復雜程度，同時(shí)減小了相繞組電流維持最大值的時(shí)間。本文提出一種新的消除轉矩死區的方法，即通過(guò)優(yōu)化功率變換器主電路拓撲結構改變續流斜率k，加快繞組放電過(guò)程，從而消除死區電流導致的轉矩死區，同時(shí)延長(cháng)了相繞組電流維持最大有效值的時(shí)間[5]，原理如圖5 所示。
2、新型功率變換器的設計
2.1 雙極性電源公共開(kāi)關(guān)型功率變換器
圖 6 為本文設計的新型功率變換器主電路。該電路仍以公共開(kāi)關(guān)型功率變換器為基礎，在反向續流回路中加入電壓Us 和濾波電容C1，電源系統采用雙極性電源供電。
傳統的功率變換器在繞組正向導通時(shí)，繞組兩端承受正向電壓Us，在反向續流時(shí)加在繞組兩端的電壓為-Us，斜率方程為：
( ) sU i R dL k di dtdt L? ? += = (6)該新型功率變換器在繞組正向導通時(shí)，繞組兩端承受正向電壓Us，在反向續流時(shí)加在繞組兩端的電壓為-2Us，斜率方程為：
2 ( ) sU i R dL k di dtdt L? ? += = (7)由(5)(6)(7)式分析可見(jiàn)續流時(shí)由于繞組兩端反向電壓的升高增大了續流斜率，從而縮短了續流時(shí)間，加快了繞組的放電過(guò)程。當PWM 占空比較大時(shí)，由(5)式，快速的放電過(guò)程有利于消除續流時(shí)間過(guò)長(cháng)導致的轉矩死區。
2.2 滑變調壓公共開(kāi)關(guān)型功率變換器
盡管雙極性電源式的功率變換器已經(jīng)能有效地較少死區電流產(chǎn)生的轉矩死區，但是反向電壓恒為-2Us，對不同SRD 并不一定能達到良好的效果，可能還需要更高的反向電壓來(lái)消除轉矩死區。如圖7 所示為滑變調壓式的新型功率變換器，供電電源采用+kUs(k>1)和-Us供電，通過(guò)滑動(dòng)變阻器分壓可任意調節反向續流時(shí)加在繞組兩端的電壓，加快電流釋放過(guò)程，斜率方程為：由于供電需要兩種不同大小的電壓，不可避免地增加了電源系統的復雜程度。
2.3 Boost 斬控調壓公共開(kāi)關(guān)型功率變換器
為了實(shí)現反向電壓大范圍可調，現采用Boost 斬控調壓器[6]和公共開(kāi)關(guān)型功率變換器進(jìn)行組合設計，得到新型的Boost 斬控調壓公共開(kāi)關(guān)型功率變換器，其主電路拓撲結構如圖8所示。電源系統仍采用雙極性電源供電，Boost 電路模塊中Ls 為儲能電感，ST 為Boost 升壓直流斬波管，VDT 為逆止二極管，C1 為穩壓電容。盡管該電路具有元器件成本高和結構復雜的缺點(diǎn)，但加入Boost 電路后，續流的加快使得系統在不產(chǎn)生負轉矩情況下繞組可以相對關(guān)斷晚一些，從而延長(cháng)了相繞組電流維持最大值的時(shí)間，增加了系統的輸出功率，提高了運行效率。轉矩死區的消除也在一定程度上降低了轉矩脈動(dòng)。該新型功率變換器結構在最少開(kāi)關(guān)器件的基礎上加入了Boost 升壓直流斬波模塊，以提高相繞組電流續流時(shí)的衰減速度。除Boost 模塊外，其工作過(guò)程與公共開(kāi)關(guān)型主電路的工作過(guò)程一樣。Boost 升壓直流斬波模塊是一個(gè)輸出電壓為Ud 的可控高效開(kāi)關(guān)電源，反向續流時(shí)由C1 和Cs 共同提供反向電壓。這種電路的好處是可以使C1 上的電壓始終高于電源電壓Us。實(shí)際應用中為了使電機達到良好的啟動(dòng)效果，應先對C1 進(jìn)行預充電。
ST 導通時(shí)，Us 向Ls 充電，設充電電流恒為I1，同時(shí)C1 的電壓向負載供電，提供反向續流電壓。因為C1 值很大，輸出電壓Ud 為恒值。設ST 導通時(shí)間為ton，，此階段Ls 上積蓄的能量為UsI1ton 。ST 關(guān)斷時(shí)，Us 和Ls 共同向C1 充電并向負載供電，提供反向續流電壓。設ST 的PWM 周期為T(mén)，占空比為D，則ST 關(guān)斷的時(shí)間為T(mén)- ton，此期間電感Ls 釋放的能量為 (Ud-Us)I1(T- ton)。穩態(tài)時(shí)，一個(gè)周期T 中Ls 積蓄能量與釋放能量相等：理論上輸出電壓Ud 可以無(wú)限大，但實(shí)際受電子器件參數的限制Ud 不可能任意大，有一定的取值范圍。Ud 越大，繞組放電越快，對應不同PWM 占空比，需要選擇合適的Ud 值，與傳統功率變換器相比，在其放電過(guò)程中繞組反向電壓增加了-Ud 一項參數，加速了相電流衰減。通過(guò)調節Boost 斬波管可調節Ud 的大小，進(jìn)而調節相電流的衰減速度，延長(cháng)相繞組開(kāi)通時(shí)間內的相電流維持最大值的時(shí)間而不會(huì )產(chǎn)生死區電流，改善了SRD 系統的調速性能。
2.4 三種新型功率變換器的對比
本文提出的三種新型功率變換器都有一定的實(shí)用性，對相繞組放電過(guò)程都有不同程度的改善，各有不同的優(yōu)缺點(diǎn)，主要概括為三個(gè)方面，如表1 所示。
3、仿真結果
本文以三相 12/8 結構開(kāi)關(guān)磁阻電機為研究對象，對性能最優(yōu)的新型Boost 斬控調壓公共開(kāi)關(guān)型功率變換器和傳統的公共開(kāi)關(guān)型功率變換器進(jìn)行仿真研究，并進(jìn)行對比分析。調速方式采用PWM 電壓斬波控制，電機本體非線(xiàn)性仿真模型利用Matlab/Simulink 模塊建立[7]，功率變換器環(huán)節直接采用SimPowerSystems 模塊搭建，此方法可以對電流波形、轉矩波形等進(jìn)行直觀(guān)地分析。新型功率變換器仿真模塊如圖9 所示，開(kāi)關(guān)器件統一采用MOSFET。仿真參數設置如下：兩種功率變換器供電電源分別為+12v 和+12v、-12v，Boost 斬控調壓模塊中儲能電容Ls 為1e-3H，穩壓電容C1 為1F。如圖10 所示，為傳統功率變換器和新型功率變換器的相電流對比。PWM 占空比統一設置為0.4，關(guān)斷角固定不變。圖(a)為傳統型相電流，其續流時(shí)間較長(cháng);圖(b)為新型相電流，通過(guò)調節Boost 升壓斬波管的PWM 占空比，設置Ud 為12v，則反向續流電壓為-2Us，如圖11(b)所示。
由于續流階段增大了反向續流電壓，只需要較少的幾個(gè)PWM 斬波周期即可使續流電流快速衰減為零，其續流時(shí)間明顯變短。由此可見(jiàn)，新型功率變換器在放電時(shí)大大加快了繞組中電流的衰減，達到了能量快速回饋給電源的目的。如圖 12 所示，為傳統功率變換器和新型功率變換器的相轉矩對比。由續流階段分析，PWM 占空比的增大會(huì )使相電流延伸到相電感的下降區，即相繞組在dL /dθ <0 區域內仍有回饋電流存在，系統周期性輸出制動(dòng)轉矩，嚴重惡化轉矩脈動(dòng)，如圖(a);由于采用Boost斬控調壓模塊，將Ud 調至20v，加快了續流時(shí)繞組電流的衰減，有效消除了制動(dòng)轉矩，在一定程度上降低了系統的轉矩脈動(dòng)，如圖(b)。存在限制了系統總轉矩，PWM 占空比為0.8 時(shí)將Ud 調至30v，完全消除了單相轉矩死區，有效提升了總轉矩，提高了系統的輸出功率，使得系統帶載能力加強。
4、結論
(1)本文分析了公共開(kāi)關(guān)型功率變換器續流時(shí)間對調速系統的轉矩輸出和轉矩脈動(dòng)的影響，提出了通過(guò)增加反向續流電壓來(lái)消除制動(dòng)轉矩和降低轉矩脈動(dòng)的方法。
(2)以公共開(kāi)關(guān)型功率變換器為基礎，在最少開(kāi)關(guān)器件的基礎上設計了三種新型的功率變換器：雙極性電源型、滑變調壓型、Boost 斬控調壓型。這三種功率變換器都在不同程度上縮短了續流時(shí)間，達到了能量快速回饋給電源的目的。
(3)搭建開(kāi)關(guān)磁阻電機非線(xiàn)性仿真模型，對傳統的功率變換器和新型Boost 斬控調壓型功率變換器分別進(jìn)行了相電流、相電壓、相轉矩和總轉矩的對比分析，有效地說(shuō)明了新型功率變換器改善了電流波形，降低了轉矩脈動(dòng)，提高了輸出功率。
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